大多數中間匯流排轉換器(IBC)使用體積龐大的電源變壓器來提供從輸入至輸出的隔離。另外，它們通常還需要一個用於輸出濾波的電感。此類轉換器常用於資料通訊、電訊和醫療分散式電源架構。這些IBC可由眾多供應商提供，而且通常採用業界標準的1/16、1/8和1/4磚佔位空間封裝。

典型的IBC具有48V或54V的標準輸入電壓，並可產生一個介於5V至12V之間的較低中間電壓，以及從幾百瓦(W)至幾千瓦(kW)的輸出功率級。中間匯流排電壓主要用作負載點(POL)穩壓器的輸入，為FPGA、微處理器、ASIC、I/O和其他低電壓下游元件供電。

然而，在被稱為‘48V Direct’的許多新型應用中，IBC無需隔離，這是因為上游48V或54V輸入已經與危險的AC主電源隔離了。在許多應用中，熱插拔前端裝置需要使用一個非隔離式IBC。因此，在許多新型應用中設計了內建的非隔離式IBC，進而大幅地縮減了解決方案的尺寸和成本，並提高了操作效率，同時提供設計彈性。圖1所示為一個典型的分散式電源架構。

圖1：典型的分散式電源架構

既然有些分散式電源架構可使用非隔離式轉換，因此對於該應用可以考慮使用單級降壓轉換器。其將需要在一個36V至72V的輸入電壓範圍內操作，並產生一個5V至12V的輸出電壓。例如，亞德諾半導體(Analog Devices Inc.；ADI)提供的LTC3891可用於此種方法，該元件能在相對較低的150kHz開關頻率操作時提供約97%的效率，而當在較高頻率操作時，由於MOSFET隨著相對高的48V輸入電壓而出現開關損耗，而使效率有所下降。

一種創新途徑

一種創新型方法可將切換開關電容轉換器與同步降壓互相組合。切換開關電容電路將輸入電壓減小一半之後將其饋入同步降壓轉換器。這種將輸入電壓減半並隨後降壓至期望輸出電壓的方法可實現較高的效率，或者透過使元件以更高開關頻率操作，大幅縮減解決方案尺寸。其他好處包括較低的開關損耗和減少MOSFET電壓衝擊，這得益於開關電容前端轉換器固有的軟開關特性，使其可實現較低的EMI。圖2顯示此種組合如何構成混合式降壓同步控制器。

圖2：開關電容+同步降壓=混合式轉換器

新型高效率轉換器

這種混合式轉換器結合了開關電容器電路與同步降壓轉換器，可使DC/DC轉換器解決方案的尺寸較其他傳統降壓轉換器替代方案銳減達50%。此種改善方式是透過將開關頻率提高3倍而實現的，因而並未犧牲效率。或者，當以相同的頻率操作時，該混合式解決方案能提供更高3%的效率。其他優勢包括低EMI輻射(因為採用軟開關前端)，因而非常適合電源分配、資料通訊和電訊，以及新興48V汽車系統等新一代非隔離式中間匯流排應用。

例如在10V至72V(80V絕對最大值)的輸入電壓範圍內操作的ADI LTC7821，其外部MOSFET能以固定的頻率(可設置範圍為200kHz至1.5MHz)執行開關操作。在典型的48V至12V/20A轉換應用中，當LTC7821的開關頻率為500kHz時可獲得97%的效率。而傳統的同步降壓轉換器只有以操作頻率的1/3執行開關操作才能達到相同的效率，因而不得不使用更大的磁性元件和輸出濾波器元件。強大的1Ω N通道MOSFET閘極驅動器最大限度提高了效率，並能夠驅動多個並聯的MOSFET以滿足較高功率應用的要求。由於該元件採用了電流模式控制架構，因此多個LTC7821能以一種並聯的多相配置操作，從而利用其均流能力和低輸出電壓漣波實現功率更高的應用，而不至於產生熱點。

圖3中的效率曲線比較了對於將48VIN轉換為12VOUT/20A輸出的應用，三種不同類型轉換器的效率水準，具體說明如下：

1. 運作頻率為125kHz的單級降壓，採用6V閘極驅動電壓(藍色曲線)
2. 運作頻率為200kHz的單級降壓，採用9V閘極驅動電壓(紅色曲線)
3. 運作頻率為500kHz的混合式降壓(如LTC7821)，採用6V閘極驅動電壓(綠色曲線)

圖3：效率比較和變壓器尺寸的縮減

基於LTC7821的混合式轉換器電路在運作頻率比其他轉換器的運作頻率更高3倍多的情況下，提供了與其他同級解決方案相同的效率。這種較高的運作頻率導致電感尺寸減小了56%，而總體解決方案尺寸則銳減50%之多。

電容器預平衡

當施加輸入電壓或啟用轉換器時，開關電容轉換器通常具有非常大的突波電流，因而可能導致電源損壞。LTC7821運用了一種專有的方案，以在啟用轉換器PWM訊號之前對所有的開關電容器進行預平衡。於是，其可將上電期間的突波電流降至最低。此外，該元件還具有可編程的故障保護視窗，能進一步確保電源轉換器的可靠操作。這些特性使輸出電壓實現了平穩的軟啟動，就如同任何其他傳統電流模式降壓轉換器一樣。

主控制迴路

一旦電容器平衡階段完成後，正常操作亦隨即開始。MOSFET M1和M3在時脈設定RS鎖存器時導通，並在主電流比較器ICMP使RS鎖存器重設時關斷。MOSFET M2和M4隨後導通。ICMP使RS鎖存器重設時的峰值電感器電流受控於ITH接腳上的電壓，該電壓是誤差放大器EA的輸出。VFB接腳接收電壓迴授訊號，由EA將該訊號與內部參考電壓進行比較。當負載電流增大時，會引起VFB相對於0.8V基準的輕微下降，而這接著又導致ITH電壓增加，直到平均電感器電流與新的負載電流相匹配為止。

而在MOSFET M1和M3關斷之後，MOSFET M2和M4導通，直到下一個週期的起點為止。在M1/M3和M2/M4的開關切換期間，電容器CFLY交替地與CMID串聯連接或並聯連接。MID上的電壓將大約位於VIN/2。因此，該款轉換器的操作就像傳統的電流模式轉換器一樣，並具有快速和準確的逐週期電流限制功能以及針對均流的選項。

結論

將用於使輸入電壓減半的開關電容器電路與一個同步降壓轉換器相結合(混合式轉換器)，可使DC/DC轉換器解決方案的尺寸較其他傳統降壓轉換器替代方案銳減50%之多。這種改善是透過將開關頻率提高3倍而實現的，而且並未犧牲效率。或者，該轉換器也能在與現有解決方案佔位空間相似的情況下提升3%的操作效率。這種新型混合式轉換器架構還提供了其他優勢，包括用於降低EMI和MOSFET衝擊的軟開關切換。當需要高功率時，可利用其主動的準確均流能力，輕鬆地並聯多個轉換器。

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